SiC MOSFET 器件特性知多少？

  相比具有非常明显优势。开关超过 1,000 V的高压电源轨以数百 kHz 运行并非易事，即使是最好的超结硅很常用，但由于其存在“拖尾电流”且关断缓慢，因此仅限用于较低的工作频率。因此，硅 MOSFET 更适合低压、高频操作，而MOSFET 很好地兼顾了高压、高频和开关性能优势。它是电压控制的场效应器件，能够像 IGBT 一样进行高压开关，同时开关频率等于或高于低压硅 MOSFET 的开关频率。

  SiCMOSFET 具有独特的栅极驱动要求。一般来说，它在导通期间需要一个 20V、Vdd 栅极驱动来提供尽可能低的导通电阻。与对应的硅器件相比，它具有更低的跨导、更高的内部栅极电阻，且栅极导通阈值可低于 2 V。因此，在关断期间，栅极必须拉低至负电压（通常为 -5 V）。了解和优化栅极驱动电路对可靠性和整体开关性能有很大的影响。

  本系列文章将重点介绍 SiC MOSFET 特有的器件特性，并介绍了栅极驱动优化设计的关键需求，以最大限度地提高 SiC 开关性能。另外还将讨论系统级考虑因素，例如启动、故障保护和稳态切换。本文为第一部分，将介绍SiC MOSFET 特有的器件特性。

  SiC 和氮化镓 (GaN) 具有更宽的带隙能量，意味着将电子从价带移动到导带需要大约 3 倍的能量，从而使材料的表现更像绝缘体而不像导体。这使得WBG半导体可承受更高的击穿电压，其击穿场稳健性是硅的 10 倍。对于给定的额定电压，较高的击穿场能减小器件的厚度，从而转化为较低的导通电阻和较高的电流能力。SiC 和 GaN 都具有与硅相同数量级的迁移率参数，这使得两种材料都很适合高频开关应用。然而，与硅和 GaN 相比，SiC 最与众不同的参数是其热导率高出 3 倍以上。对于给定的功耗，较高的热导率将转化为较低的温升。商用 SiC MOSFET 的最高保证工作时候的温度为 150°C Tj 200°C。相应地，SiC的结温最高能够达到 600℃ ，但其主要受键合和封装技术的限制。这使得 SiC 成为适用于高压、高速、高电流、高温、开关电源应用的优质WBG半导体材料。

  尽管 SiC MOSFET 的动态开关行为与标准硅 MOSFET 非常相似，但由于其器件特性，必须要考虑到其独特的栅极驱动要求。

  开关电源中使用的硅 MOSFET 在两种工作模式或区域之间尽可能快地开关。当栅极-源极电压 VGS小于栅阈值电压 VTH时，晶体管处于高阻状态，此时被称为截止区域。在截止期间，漏极-源极电阻 RDS是高阻状态，漏极电流 ID= 0 A。饱和区发生在 MOSFET 完全增强时，即 VGS VTH，此时 RDS(on)为最小值或接近最小值，ID达到最大值，晶体管处于高导通状态。如图 1 中红色轨迹所示，线性（欧姆）区和饱和区之间的转换非常尖锐和明显，因此一旦 VGS VTH，漏极电流就会通过相比来说较低的 RDS。跨导 gm是漏极电流变化量与栅极电压变化量之比，它定义了 MOSFET 的输出-输入增益，也就是对于给定的 VGS，I-V 输出特性曲线的斜率。

  硅 MOSFET 的 I-V 曲线在线性区（大 ΔID）的斜率很陡峭，而在饱和区时几乎是平的，因此在 VGS VTH时有很高的增益（高 gm）。对于给定的 VGS，ID趋于平坦，这在某种程度上预示着硅 MOSFET 在饱和时表现得很像一个非理想的电流源。相反，在图 1 中显示的输出特性曲线能够准确的看出，SiC MOSFET 在线性和饱和工作模式之间的转换并不剧烈。事实上，没有定义的“饱和区”，从这个方面看，SiC MOSFET 的行为更像可变电阻而不是非理想的电流源。SiC MOSFET 的 I-V 输出特性未表现出小 ΔVGS时出现大 ΔID，因此，SiC MOSFET 被认为是低增益（低 gm）器件。

  唯一弥补低增益并强制大幅改变 ID的方法是施加非常大的 VGS，这对 RDS有很大影响。为了进一步说明这一点，请考虑图 1 中标记为 A 和 B 的两个工作点。

  因此，当施加的最大栅极-源极电压在 18 V VGS 20 V 之间时，SiC MOSFET 的性能最佳，有些还可以高达 VGS= 25 V。SiC MOSFET 在低 VGS下运行可能会导致热应力或可能由于高 RDS而导致故障。与低 gm相关的缓解效应很重要。它直接影响在设计合适的栅极驱动电路时一定要考虑的几个重要动态特性：特别是导通电阻、栅极电荷（米勒平台区域）和过流 (DESAT) 保护。

  作为 WBG 半导体，SiC MOSFET 在给定电压下每单位面积的导通电阻较低。MOSFET 的导通电阻由几个内部的、与 VGS有关的电阻元件组成。最有必要注意一下的是通道电阻 (RCH)、JFET 电阻和漂移区域电阻 (RDRIFT)。RCH具有负温度系数 (NTC)，在较低的 VGS下占据了 RDS的主导地位。相反，RJ和 RDRIFT具有正温度系数 (PTC)，在较高的 VGS水平上占主导地位。对于 VGS 18 V，导通电阻有着非常明显的 PTC 特性。然而，在较低的 VGS下，导通电阻与结温特性呈现抛物线 所示。具体而言，在 VGS= 14 V 时，RCH占主导地位，RDS呈现出 NTC 特性，即电阻随温度上升而降低。这种 SiC MOSFET 的特性直接归因于其低 gm。对于硅 MOSFET，只要 VGS VTH，RDS始终具有 PTC 特性。

  对于大多数大电流应用案例，当两个或更多 MOSFET 并联放置时，PTC 属性在很大程度上依赖于均流。在并联运行期间，当一个 MOSFET 的结温升高时，PTC 会导致 RDS增加、电流降低并迫使并联 MOSFET 承受额外的电流，直到出现自然平衡。如果两个或多个 SiC MOSFET 并联放置，同时以低 VGS（负 NTC）电压工作，结果将是灾难性的。因此，为确保可靠的 NTC 操作，只有当 VGS足够高（通常 VGS 18 V）时才建议使用 SiC MOSFET 之间的并联操作。

  内部栅极电阻 RGI与芯片尺寸成反比，对于给定的击穿电压，由于 SiC MOSFET 芯片与硅 MOSFET 芯片相比小得多，内部栅极电阻往往更高。更小的 SiC MOSFET 芯片的真正好处在于更低的输入电容 CISS，这在某种程度上预示着所需的栅极电荷 QG更低。表 2 重点介绍了两个不同制造商的 SiC MOSFET（SiC_1 和 SiC_2）和两个出色的 900-V 和 650-V 超级结 Si MOSFET（Si_1 和 Si_2）之间的几个重要参数比较。

  从栅极驱动的角度来看，比较 RGIxCISS时间常数是很有意义的。Si_2 器件具有极低的 35 ns 时间常数，但也是一个额定电流较低、标称电压较低的 MOSFET。出于比较目的，650-V、Si_2 MOSFET 很需要我们来关注，因为 1200-V、SiC_1 样品的参数与之非常接近，但具有明显较低的 CISS和几乎两倍的额定 BVDSS。在 BVDSS方面，Si_1 样品与两个 SiC 样品之间更为接近。由于 SiC_1 的 QG较低，因此 Si_1 和 SiC_1 之间的时间常数非常接近，即使 SiC_1 的内部栅极电阻是 Si_1 的 7 倍。

  内部栅极电阻限制了可以注入 CISS的栅极驱动电流。高性能 SiC 栅极驱动电路需要出示极低的输出阻抗，这样驱动器就不会因为已经很高的 RGI 而成为限制因素。这使得设计人能通过增加或减少外部栅极电阻来更自由地控制 VDS和 dV/dt 的转换。

  当施加 VGS 时，会传输一定量的电荷，以尽可能快地改变在 VGS(MIN)(VEE) 和 VGS(MAX)(VDD) 之间变化的栅极电压。由于 MOSFET 内部电容是非线性的，因此 VGS与栅极电荷 (QG) 曲线有助于确定对于给定的 VGS水平需要传递多少电荷。SiC MOSFET 的典型栅极电荷曲线 所示。

  有趣的是，SiC MOSFET 的米勒平台区域出现在更高的 VGS，并且不像硅 MOSFET 那样平坦。一个非平坦的米勒平台区域意味着 VGS在相应的电荷范围 QG内不是恒定的。这是与 SiC MOSFET 相关的低 gm引起的另一个结果。还有必要注意一下的是，QG= 0 nC 并不出现在 VGS= 0 V 时。VGS必须将电压拉低至负电压（在本例中为 -5 V）才能使 SiC MOSFET 的栅极完全放电。在关断期间将栅极切换为负极的第二个原因是最坏情况下的 VTH可以低至 1 V。在 0V VGS VDD之间切换 VGS且 Vth~ 1 V 的情况下，能够尽可能的防止因意外的的栅极噪声或 VDS导致不慎导通，即 dV/dt 造成的导通。因此，几乎所有 SiC MOSFET 都需要最低 VGS处于 -5 V VGS(min) -2 V 的范围，但一些制造商规定最小为 -10 V。

  DESAT 保护是一种过流检测，起源于驱动 IGBT 的电路。在导通期间，如果 IGBT 不能再保持饱和状态（“去饱和”），集电极-发射极电压将开始上升，同时全集电极电流流过。显然，这会对效率产生负面影响，或者在最坏的情况下，可能会引起 IGBT 故障。造成这样的一种情况的可能原因可能包括：由于 β 公差、温度影响、短路或过载导致的基极电流不足。所谓的“DESAT”功能的目的是监测 IGBT 的集电极-发射极电压，并检测何时存在这种潜在的破坏性条件。

  尽管故障机制略有不同，但在最大 ID流过时，SiC MOSFET 可能会遭受 VDS上升的类似情况。如果导通过程中的最大 VGS过低、栅极驱动导通过慢或存在短路或过载条件，则有极大几率会出现这种不良情况。在最大 ID存在的情况下，RDS可能会增加，导致 VDS意外但缓慢上升。

  由于 SiC MOSFET 不在明确定义的饱和区工作，因此它永远都不可能作为恒流源出现。而因为大多数过流保护方案都依赖于 MOSFET 在过流条件下模拟非理想的恒流源，这样的一种情况下可能就会有问题。当 SiC MOSFET 经历去饱和事件时，VDS响应非常缓慢，而最大漏极电流继续流过持续不断的增加的导通电阻。因此，在漏极-源极电压可以响应之前，漏极电流可能达到最大额定脉冲电流的 10-20 倍（在高 RDS期间）。对于高频电源转换器，在识别出饱和故障之前，可能会发生许多开关周期。因此，DESAT 是一项重要且必要的保护功能，除了作为电源控制的过流保护之外，还应将其指定为栅极驱动电路的一部分。

  SiC MOSFET 的开关曲线与 Si MOSFET 非常相似，主要不同之处在于导通期间的 20 V 栅极驱动幅度和关断期间栅极必须拉至地以下。导通转换需要一个大的峰值源电流，能够尽快为 SiC 内部栅极电容充电，以最大限度地减少开关损耗。根据估计，整个导通事件应在 ΔVGS= 30 V 和 CISS= CGS+ CGD= 1000 pF（估计值）的情况下在 Δt 10 ns 内完成，根据公式 (5)，这将产生所需的峰值电流 IG(SRC)=3 A：

  SiC MOSFET 的导通转换由四个不同的时间间隔定义，如图 5 所示。图 5 和图 7 中显示的时间间隔代表了理想箝位电感开关应用的预期时间，这是开关电源中使用的典型工作模式。

  t0→t1：VGS从 VEE逐渐上升到 Vth，因为栅极驱动电路必须要提供大量瞬时栅极电流 IG(SRC)，主要从栅极驱动器大容量电容 CVDD中存储的电荷中供应。这一段时间间隔通常被称为“导通延迟”，因为当 VGS低于 VTH时，ID和 VDS不受影响。大部分栅极电流用于为 CGS和 CGD充电。请注意图 4 中的原理图，源极电流通过三个电阻器流过：RHI、RGATE和 RGI。其中，RHI是驱动器源极的等效内部电阻，RGATE是电路板上电阻阻抗加上任何附加的阻尼电阻，而 RGI是 SiC MOSFET 内部的栅极电阻。RHI和 RGATE的阻值大约为几欧姆，但对于 SiC MOSFET，RGI可能达到数十欧姆的数量级，比高压 Si MOSFET 高一个数量级。由于这三个电阻器与 SiC 内部栅极电容形成 RC 时间常数，因此就需要提供足够的峰值栅极电流以确保栅极驱动信号的快速上升沿。

  t1→t2：当 VGS从 VTH上升到米勒平台区域时，由于 RDS通道电阻在低 VGS时没有完全增强，因此 ID通过 RJ+ RDRIFT开始增加。由于 SiC 本征体二极管尚未处于阻断状态且 RDS的高电阻状态，因此 VDS保持在最大水平。建议不要在 VGS 13 V 的情况下操作 SiC MOSFET，因为在低 VGS时 RDS很高，存在热失控的风险。因此，至关重要的是栅极驱动电路能够尽快地从 VTH过渡到 VGS 13V。在 Vth VGS 13 V 的时间应该尽可能少于几纳秒，以最小化 ID2xRDS动态功率损耗。

  t2→t3：VGS 处于米勒平台区域，对于 SiC MOSFET，该平台区域发生在 8 V 左右。在此期间，满载电流流过 RDS并且本征体二极管不再处于阻断状态，从而使漏极电压下降。通道电阻继续下降，但 RDS仍然由 RCH主导。尽管满载电流流过 MOSFET 漏极，RDS在这个 VGS低点仍然很高。因此，当务之急是 VGS尽快通过该区域过渡。由于这个过渡的速度由 IG驱动，所以在米勒平坦区域 (~ 1/2 VDD) 的峰值驱动电流能力比任何栅极驱动器 IC 数据表中显示的峰值额定值更为重要。

  SiC MOSFET 的关断过程基本上与前面描述的导通顺序相反。栅极驱动电路的作用是灌入大量的峰值电流，能够对 SiC MOSFET 的 CGD和 CGS电容尽快放电。此外，关断期间的栅极驱动器阻抗必须尽可能低，以将 MOSFET 栅极保持在低电平。而由于SiC MOSFET的低VTH电压，这可能会特别麻烦。这不仅需要将 SiC 栅极拉至地以下，而且与额定源电流相比，栅极驱动器的灌电流能力也必须明显更高。栅极驱动电流 IG(SINK)的流动如图 6 所示。

  t0→t1：VGS从 VDD下降到米勒平坦区域 VGS(MP)。灌电流 IG(SINK)主要由存储在 CGD和 CGS中的电荷提供，而栅极驱动器的大容量电容 CVDD则由 VDD重新充电。漏极电流 ID保持不变。随着 VGS降低，通道电阻增加，导致 VDS略微增加 IDxRDS。除了可能在 t0→t1 时间末期附近可能会略微增加，VDS的边际增加几乎不会被注意到。

  t1→t2：在此时间间隔内，栅极电流的提供主要由 CGD主导，因为 CGS电容看到的几乎是恒定的 VGS。在米勒平台区域上，VDS从 IDx RDS增加到被SiC 本征体二极管钳位的 VDS轨电压。漏极电流 ID与前一个时间间隔相比保持不变。由于由于 VGS1 3 V 和 VDSx ID同时出现在 MOSFET 上，导致 RDS增加，因此在此时间间隔内，栅极驱动电路的额定值应足以承受大量电流灌入。在关断期间，这是设计人需要注意的栅极驱动电流部分，因为一定要尽快过渡通过米勒平台区域。

  t2→t3：随着 VGS从米勒平坦区域向 VTH继续降低，在此间隔期间 ID逐渐下降至接近于零。此时，VDS被 SiC 本征体二极管完全钳位到漏极电压轨，这在某种程度上预示着 CGD电容器已充满电荷。因此，现在大部分灌电流通过 CGS流过。

  t3→t4：ID和 VDS保持不变。在最后的关断间隔期间，只有当 VGS降至 0V 以下时，SiC 内部输入电容器才能完全放电。由于 VTH仅约为 1V，为了完全放电 CISS，VGS必须以负电压完成关断序列。重要的是，栅极驱动电路必须要提供尽可能低的阻抗。对于高压半桥电源拓扑结构尤其如此，当高边 MOSFET 导通时，中点被高 dV/dt 上拉。低阻抗下拉对于防止 dV/dt 引起的意外导通至关重要。

  总之，SiC MOSFET 的导通和关断开关状态涉及四个不同的时间间隔。图 5 和图 7 所示的动态开关波形代表了理想的操作条件。实际上，引线和键合线电感、寄生电容和 PCB 布局等封装寄生参数会对测量波形产生特别大的影响。在开关电源应用中使用 SiC MOSFET 时，正确的元件选择、PCB 布局优化以及精心设计的栅极驱动电路都是优化性能的关键。